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    [導讀]GaN HEMT 器件處于創造新機會以及在廣泛的功率轉換和功率傳輸應用中取代現有的硅基設計的最前沿。在本文中,我們將回顧一些更廣泛使用的 HEMT 的一些關鍵器件特性,并嘗試強調每個方面的一些權衡。

    1993年M.A.Khan等人制備了第一只氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT),隨后GaN HEMT在高頻微波大功率方面開展了廣泛的研究,經過后續十幾年的研究發展,解決了諸多理論和工藝技術問題,產品性能顯著提高。

    作為新一代的固態微波功率器件,GaN HEMT微波功率器件自問世以來就一直受到歐、美、日本等各國的特別關注并得到重點發展,特別是美國DARPA制定的寬禁帶推進計劃(2002-2009)針對射頻應用啟動了寬禁帶半導體發展計劃(WBGS-RF),其目標是實現具有標志性的工作頻率8-12GHz輸出功率60W工作效率35%的T/R模塊、工作頻率大于40GHz輸出功率20W工作效率30%的Ka波段功放模塊以及工作頻率2-20GHz輸出功率100W工作效率20%的寬帶功放模塊3個典型產品。

    GaN HEMT 器件處于創造新機會以及在廣泛的功率轉換和功率傳輸應用中取代現有的硅基設計的最前沿。在本文中,我們將回顧一些更廣泛使用的 HEMT 的一些關鍵器件特性,并嘗試強調每個方面的一些權衡。

    用于電源應用的兩種最廣泛使用的 GaN HEMT 方法是:

    · e 模式:這里的器件可以用 p-GaN 肖特基柵極形成,導致 Vt 約為 1.7V。這種方法的例子是 GaN Systems、GaN Power International、Innoscience 等提供的設備。對于電子模式器件的 Vt 相對較低,一個值得注意的例外是 Cambridge GaN Devices 的產品,它通過一些創新的設計方法提供大于 2V 的電子模式器件。

    · 一種級聯方法,其中 LV Si MOSFET 本質上是串聯放置并創建柵極驅動??梢詫崿F更高的 Vt,Transphorm、Nexperia 和其他公司提供了一些例子。

    E 模式器件具有利用GaN HEMT 的一些內在優勢的優勢,例如由于漏極/源極中沒有 pn 結而沒有反向恢復損耗,以及由于沒有額外的器件而導致的更簡單/更低的寄生效應。系列。然而,一個很大的缺點是柵極驅動的余量很差,并且容易受到來自低 Vth 的柵極噪聲的影響。

    級聯方法解決了 e 模式較差的柵極裕度并提供了更強大的柵極。然而,這是以 Si FET 中的反向恢復 (Qrr) 可能具有更高的開關損耗為代價的。為減輕這種情況而采取的方法將在后面討論。

    下面列出了一些重要的應用性能示例,并對上面列出的兩種設備方法進行了比較

    A. GaN HEMT 的硬/軟切換特性

    硬開關 (HS):示例包括同步降壓/升壓轉換器和連續導通模式 Totempole PFC AC/DC 轉換器。傳導和開關損耗都會影響整體效率。在硬開關中,由于反向恢復和結電容電荷,導通損耗占主導地位。輸入柵極電容開關節點充電/放電的損耗在高頻下也有重要作用。來自高頻 HS 的高 dI/dt 和 dV/dt 也對器件提出了第三象限硬換向要求,這可能是另一個損耗組件。在這個 HS 領域內,由于缺少體二極管且沒有 Qrr,e 模式器件可能提供更低的損耗。但要考慮的因素是大多數電子模式設備的低 Vth,然后在高頻 HS 下容易產生振蕩響應,并且可能需要負柵極偏置才能完全關閉器件。這會使柵極驅動器電路顯著復雜化。

    具有較高 Vth 的級聯器件提供更多的 Vgs 裕量,并且可能提供更簡單的單極柵極驅動,不需要負關斷電壓。潛在的缺點是 Si MOSFET 的存在會導致更高的 Qrr。德州儀器 (TI) LMG352xR030-Q1 器件已針對此問題提出了解決方案,該器件具有帶 GaN HEMT 的 Si 集成柵極驅動器,可驅動 GaN HEMT 的柵極電壓為負,以在關斷事件中將其關閉,同時保持級聯 Si FET 導通,防止 Si 器件反向損耗。級聯器件還可以對 HS 轉換器施加設計限制,以在關斷轉換時實現最大反向 dI/dt [1]. 這是因為 GaN HEMT 的柵極從級聯 Si MOSFET 內的體二極管的恢復中獲得高正電壓。這可以降低 GaN 器件的跨導,并在高于額定 dI/dt 的情況下運行時產生更多損耗。

    當在關閉狀態下需要負 Vgs 時,轉換器中的死區時間損耗分量也可以發揮更大的作用,如下所述。由于 GaN HEMT 是沒有 p 體的橫向 n 溝道,因此反向第三象限操作本質上是 HEMT 反向操作,即 Vdg > Vth 需要溝道轉彎。然而,這取決于在此期間柵極端子的狀態。

    在需要負 Vgs 以確保完全關斷的情況下,對于某些 e-mode 器件,這些增加的 Vgs 將增加有效 Vsd。相反,如果在第三象限操作期間可以應用正 Vgs,則會降低有效 Vsd。轉換器中的死區時間損耗 Pdt ~ Vsd X Tdt,其中 Tdt 是死區時間。與 Vsd < 1V 的 Si MOSFET 相比,GaN Vsd 可能要高得多,尤其是對于 e-mode HEMT。在 TI 的 LMG352xR030-Q1 芯片中實施的稱為理想二極管模式的解決方案是在感應到負 Vds 時使用自適應柵極驅動來打開 GaN FET,從而將向右移動并縮短死區時間失利。級聯結構中的 Si MOSFET 呈現出具有較低導通電壓的續流二極管,因此與 e 模式器件相比,呈現出較低的凈 Vsd,

    軟開關 (SS):其中的示例包括零電壓開關 (ZVS),例如 LLC 輔助電路,它注入諧振脈沖,將必須打開的開關兩端的電壓降低到零。

    因此最小化了導通損耗。由于開關損耗已降至最低,因此可以主導 SS 拓撲的是傳導損耗。HEMT 器件 (Coss) 上的低輸出電荷也是關鍵,因為這會降低峰值磁化電流。Sojka 等人[2]進行了一項分析,比較了 Transphorm TPH3205WSB 級聯 HEMT 的 HS 和 SS,并得出結論,當效率是主要目標并且 SS 性能更好時,ZVS 是首選,尤其是在高開關頻率下。B?cker 等人還表明,動態 Rdson 退化可能在 HS 損失中發揮作用,而 SS 在這方面是一個優勢。


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